• 专利附录
  • 专利说明
  • 权利要求
  • 类似技术
  • 同族专利
  • 引用文献
  • 法律状态
  • 优先权
    • 专利摘要:
    Ein Tiefpaßfilter ist als geschalteter Kondensatorschaltkreis ausgelegt, bei dem eine Schaltung von Kondensatorladungen durch zweiphasige Taktsignale durchgeführt wird, welche entsprechende Sätze von Schaltelementen steuern, wobei ein Intervall zwischen einem ersten Phasentaktsignalpuls und einem darauffolgenden zweiten Phasentaktsignalpuls, während dem keine Ladung/Entladung von den Kondensatoren auftreten sollte, so kurz wie möglich gemacht wird, wobei sichergestellt wird, daß die beiden Sätze von Schaltelementen nicht gleichzeitig in den EIN-Zustand gelangen können. Eine niedrige Grenzfrequenz kann hierdurch erzielt werden, wobei sehr kleine Kondensatorwerte verwendet werden.
    公开号:DE102004010356A1
    申请号:DE200410010356
    申请日:2004-03-03
    公开日:2004-10-14
    发明作者:Seiki Kariya Aoyama；Takanori Kariya Makino
    申请人:Denso Corp；
    IPC主号:G01L9-00
    专利说明:
    [0001] Dievorliegende Erfindung betrifft einen Tiefpaßfilter, der aus einem geschaltetenKondensatorschaltkreis gebildet ist, sowie eine Halbleiter-Drucksensorvorrichtung,welche einen derartigen Tiefpaßfilterverwendet.
    [0002] Aufgrundihrer Vorteile der geringen Größe und hohenLeistungsfähigkeitwerden verschiedene Arten von Halbleiter-Drucksensorvorrichtungenbei Anwendungen wie der Druckerkennung innerhalb der Luftansaugleitungenoder Abgasleitungen von Fahrzeugmotoren oder bei Nicht-Fahrzeuganwendungsfällen, beispielsweisein Gasmessern etc. angewendet. Da ein Halbleiterdrucksensor ausgezeichneteAnsprecheigenschaften hat, sind sie geeignet zur Verwendung beider Erkennung rascher Druckänderungen.Jedoch ist die hohe Ansprechgeschwindigkeit eines Halbleiterdrucksensorsein Nachteil bei Anwendungsfällen,bei denen es notwendig ist, Durchschnittsänderungen im Druck zu erkennen,wobei Hochfrequenzkomponenten der Druckänderungen auszuschließen sind.In einem solchen Fall, bei dem es notwendig ist, niederfrequenteKomponenten der Druckänderungenzu extrahieren, ist es notwendig, einen Tiefpaßfilter zu verwenden, um dieHochfrequenzkomponente von einem Erkennungssignal zu entfernen,welches von einem Halbleiterdrucksensor erhalten wird.
    [0003] 7 ist ein Schaltkreisdiagrammeines Beispiels einer Halbleiter-Drucksensorvorrichtung nach demStand der Technik. Bei dieser Vorrichtung wird ein von einem Halbleiterdrucksensor 1 erzeugtesErkennungssignal von einem Differenzverstärker 2 verstärkt unddas sich ergebende Ausgangssignal wird über einen Tiefpaßfilter 3 übertragen,so daß eine Ausgangssignalspannungerhalten wird, welche nur tieffrequente Komponenten der Druckänderungen enthält, welchevom Halbleiterdrucksensor 1 erkannt werden.
    [0004] DerHalbleiterdrucksensor 1 kann beispielsweise aus einer Membrangebildet werden, die durch eine Siliziumplatte gebildet ist, welcheeinen Bereich hat, der relativ dünngemacht ist, wobei piezoresistive Elemente G1 ~ G4 (d. h. Elemente,welche eine Widerstandsänderungzeigen, wenn sie einer Verformung unterworfen werden) auf einerOberflächeder Membran ausgebildet sind. Wenn ein Druck auf die Membran ausgeübt wird,was den Auftritt einer Verformung bewirkt, werden die jeweiligenWiderstandswerte der piezoresistiven Elemente G1 ~ G4 geändert. Diepiezoresistiven Elemente G1 ~ G4 sind in Brückenschaltung verbunden, sodaß, wennein Druck auf die Membran ausgeübtwird, dann beispielsweise ein Potential Vp1, welches zwischen gegenseitigenVerbindungspunkten der piezoresistiven Elemente G2 und G3 auftritt,erhöhtwerden kann, wohingegen ein Potential Vp2, welches zwischen dengegenseitigen Verbindungspunkten der piezoresistiven Elemente G1und G4 auftritt, verringert werden kann.
    [0005] DiePotentiale Vp1 und Vp2, welche zwischen den gegenseitigen Verbindungspunktenauftreten, werden von dem Differenzverstärker 2 verstärkt, umein Ausgangssignal zu erhalten, welches einen momentanen Wert einerSpannung hat, welche als Vo bezeichnet wird und deren Wert proportional zurSpannungsdifferenz (Vp1 – Vp2)ist. Da dieses Ausgangssignal hochfrequente Komponenten enthält, wirdes überden Tiefpaßfilter 3 geführt, umein Ausgangssignal zu erhalten, welches nur niederfrequente Komponentenenthältund dessen momentaner Spannungswert als Vout bezeichnet wird.
    [0006] Nachfolgendsei angenommen, daß Schalter,welche die Kondensatorschaltung durchführen als FETs (Feldeffekttransistoren)realisiert sind, von denen jeder durch ein Steuerspannungssignalgesteuert wird, welches an eine Gateelektrode angelegt wird undderen EIN/AUS-Schaltzustände denleitenden/nichtleitenden Bedingungen zwischen Drain- und Sourceelektrodedes FET entsprechen.
    [0007] Für gewöhnlich istder Tiefpaßfilter 3 alsgeschalteter Kondensatorschaltkreis ausgelegt, der in einem integriertenSchaltkreis ausgebildet ist. Das Schalten des Kondensators erfolgtdurch Schalter S11, S12, S13, S24, S25 und S26, welche jeweils Analogschaltersind (wobei der Ausdruck "Analogschalter" hier verwendet wird,um ein Schaltelement zu bezeichnen, das durch eine Halbleiterschaltvorrichtunggebildet wird, beispielsweise durch einen MOS FET) und die durchSteuersignale gesteuert sind, welche durch erste und zweite Taktsignale ϕ1, ϕ2gebildet werden, welche im Zeitdiagramm von 8 gezeigt sind und welche von einem Taktpuls-Signalerzeugungsschaltkreis 30 erzeugtwerden. 8 zeigt diePhasenbeziehungen der zweiphasigen Taktsignale ϕ1 und ϕ2,von denen jedes eine Frequenz von 150 kHz hat. Jeder aus dem Satz derSchalter S11, S12 und S13 wird in dem EIN-Zustand (d. h. leitend)versetzt, wenn das erste Taktsignal ϕ1 auf aktivem Pegelist (der als hoher Pegel im Beispiel von 8 angenommen wird), wohingegen jederaus dem Satz der Schalter S24, S25 und S26 in den leitfähigen Zustandversetzt wird, wenn das zweite Signal ϕ2 auf aktivem Pegelist.
    [0008] Wenndie Analogschalter S11 ~ S13 und S24 ~ S26 wie oben beschriebendurch die zweiphasigen Taktsignale ϕ1 und ϕ2 mitden Zeitbeziehungen von 8 gesteuertwerden, wird der Äquivalenzschaltkreisdes Betriebs wie in 6 gezeigt,d. h. der Schaltkreis wirkt als Tiefpaßfilter. Die Werte der Widerstände R1 undR2 und die Grenzfrequenz fc dieses Äquivalenzschaltkreises werdenaus den folgenden Gleichungen erhalten (die Frequenz jedes der beidenzweiphasigen Taktsignale ϕ1 und ϕ2 ist als fs bezeichnet,die jeweiligen Kapazitätswerteder Kondensatoren C1, C2 und C3 sind als c1, c2 und c3 bezeichnetund der widerstandswert der Widerstände R1, R2 wird als r1, r2bezeichnet): r1 =1/(fs.c1) (1) 2 = 1 (fs.c2) (2) fc = 1/(2π.r2.c3) = fs.c2/2π.c3) (3)
    [0009] Beieinem üblichenTyp von Halbleiter-Drucksensorvorrichtung liegt die Grenzfrequenz fcfür gewöhnlich notwendigerweisebei annähernd 100~ 400 Hz. Wenn beispielsweise die Grenzfrequenz 100 Hz beträgt, können dieWerte c2 = 0,25 pf, c3 = 60 pf, fs = 150 kHz verwendet werden. Solche Kapazitäts- undFrequenzwerte könnenleicht erhalten werden, indem Vorrichtungen verwendet werden, welcheals integrierter Schaltkreis gebildet sind.
    [0010] wennjedoch der Fall betrachtet wird, bei dem ein erheblich niedrigererWert der Grenzfrequenz notwendig ist, beispielsweise 1 Hz, muß, wenn diewerte der Frequenz fs fürdie zweiphasigen Signale ϕ1 und ϕ2 und für den Kon densatorC2 gleich wie bei dem obigen numerischen Beispiel gemacht werden,der Wert des Kondensators C3 mit 100 multipliziert werden, d. h.,er muß 6,000pf betragen. In der Praxis ist es nicht möglich, einen derart großen Kapazitätswert durcheinen Kondensator zu realisieren, der in einem integrierten Halbleiterschaltkreis gebildetist.
    [0011] Daes somit nicht praktikabel wäre,den Wert des Kondensators C2 unterhalb annähernd 0.25 pf zu verringern,wäre esnotwendig, die Frequenz fs der zweiphasigen Taktsignale ϕ1, ϕ2um einen Faktor 1:100 zu verringern, d. h. auf annähernd 1,5kHz, um einen Wert der Grenzfrequenz so niedrig wie 1 Hz bei einemderartigen Tiefpaßfilternach dem Stand der Technik zu erhalten.
    [0012] DiePhasenbeziehung zwischen den zweiphasigen Taktsignalen ϕ1und ϕ2 währendeiner Taktperiode im Fall einer Vorrichtung nach dem Stand der Technik,bei dem die Frequenz eines jeden der zweiphasigen Taktsignale ϕ1und ϕ2 150 kHz beträgt,wird wieder unter Bezugnahme auf das Zeitdiagramm von 8 und die 5A bis 5D betrachtet. Die 5A bis 5D zeigen jeweils aufeinanderfolgendeBedingungen, welche vom Tiefpaßfilter 3 eingenommenwerden (wenn er aus dem geschalteten Kondensatorschaltkreis von 7 gebildet wird) und zwarwährendvier aufeinanderfolgender Zeitintervalle innerhalb einer Taktperiode,welche als Phase 1, Phase 2, Phase 3 und Phase 4 bezeichnet sind.
    [0013] Zunächst wirdgemäß 5A während der Phase 1 der KondensatorC1 auf die Eingangsspannung Vo geladen, während umgekehrt der KondensatorC2 entladen wird, um einen Ladung von 0 zu erreichen. Die Ladungim Kondensator C3 verbleibt ungeändert.
    [0014] Danachsind, berücksichtigtman Phase 2 gemäß 5B, alle Schalter S11, S12,S13, 524, S25, S26 im Zustand AUS (d. h. offen), so daß die Ladungin jedem der Kondensatoren C1, C2 und C3 unverändert bleibt. Somit bleibenwährendder Phase 2 die jeweiligen Spannungen, welche sich über den Kondensatorenaufgebaut haben, gegenüberdenjenigen unverändert,welche zu Ende von Phase 1 vorhanden waren.
    [0015] Betrachtetman nachfolgend Phase 3 gemäß 5C werden die KondensatorenC2 und C3 parallel verbunden und der Kondensator C1 wird zwischen deninvertierenden Eingangsanschluß undden nicht invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers OP1geschaltet. Da der invertierende Eingangsanschluß und der nicht invertierendeEingangsanschluß desOperationsverstärkersOP1 auf gleichem Potential gehalten werden, wird der KondensatorC1 entladen. Der sich ergebende Entladestrom fließt, um eineLadung der Kondensatoren C2 und C3 zu bewirken. Der KondensatorC2 wird schließlichauf die Ausgangssignalspannung Vout geladen, welche zu diesem Zeitpunktvom OperationsverstärkerOP1 erzeugt wird. Die Menge an Ladestrom, welche in den KondensatorC3 fließt,ist gleich der Menge an Entladestrom, der aus dem Kondensator C1fließt,wobei die Ladespannung des Kondensators C3 sich entsprechend ändert. Dadie Spannung, auf die der Kondensator C3 geladen wird, notwendigerweiseidentisch zur Ausgangsspannung Vout vom Operationsverstärker OP1ist, ist der Änderungsbetragder Ausgangsspannung Vout gleich dem Änderungsbetrag der Spannung,auf die der Kondensator C3 aufgeladen wird.
    [0016] Betrachtetman dann Phase 4 gemäß 5D, sind alle Schalter S11,S12, S13, S24, S25 und S26 im Zustand AUS auf gleiche Weise wiein dem Zustand währendPhase 3. Somit verbleibt jeder der Kondensatoren C1, C2 und C3 in demgleichen Ladezustand, der am Ende von Phase 3 existierte.
    [0017] Esentsteht jedoch ein Problem bezüglicheiner Änderungder Ladespannungen in den Kondensatoren C1 und C2 während demIntervall von Phase 2. Unmittelbar nach Beginn von Phase 2 beträgt die Ladungsmengeim Kondensator C1 Vo.C1, wohingegen die Ladungsmenge im KondensatorC2 Null beträgt.Da die Fläche,welche auf dem Substrat eines integrierten Halbleiterschaltkreiseszur Verfügung steht,extrem klein ist, hat jeder Kondensator nur einen möglichenMaximalwert, der sehr klein ist. Zusätzlich kann man aus der obigenGleichung (3) erkennen, daß derWert des Kondensators c2 so gering wie möglich sein sollte, um einenniederen Wert der Grenzfrequenz für den Tiefpaßfilterzu erhalten, z.B. 0,25 pF. Wenn der Kapazitätsbetrag extrem klein ist, hat,wenn Analogschalter jeweils zwischen die Anschlüsse eines Kondensators undMassepotential geschaltet sind und im AUS-Zustand sind, selbst ein winzigerBetrag an Leckstrom, der in diesen Analogschaltern fließt, einenerheblichen Effekt auf die Spannung, auf die der Kondensator aufgeladenwird.
    [0018] DerBetriff "Leckstrom" wird hier verwendet, umden gesamt fließendenLeckstrombetrag zu bezeichnen, der durch Faktoren wie endlicherWiderstandswert, der zwischen Drain- und Sourceelektroden einesFET vorhanden ist, der einen Analogschalter bildet, wenn dieserim AUS-Zustand istund auch durch den Leckstrom bestimmt wird, der in den PN-Übergangfließt,der zwischen dem Bereich unterhalb von Drain- und Sourceelektrodenund Substrat vorhanden ist, etc. Die Größe des Leckstroms steigt abhängig voneinem Anstieg der Betriebstemperatur an. Wieder bezugnehmend aufdas Zeitdiagramm von 8,können,da die Grenzfrequenz fc 100 Hz beträgt und die Dauer des Intervallsvon Phase 2 1,7 Mikrosekunden beträgt und so äußerst kurz ist, die Auswirkungenvon Leckstrom währenddieses Intervalls in der Praxis ignoriert werden. Wenn jedoch dieKondensatorwerte unverändertbleiben sollen und die Grenzfrequenz fc auf 1 Hz abzusenken ist, wäre es nötig, dieFrequenz fs der zweiphasigen Taktsignale ϕ1 und ϕ2abzusenken, um 1,5 kHz zu werden, wie oben beschrieben. Wenn diesgemacht wird, wird die Dauer des Intervalls von Phase 2 mit einemFaktor von 100 multipliziert, d.h. wird zu 170 Mikrosekunden. Wennin diesem Fall alle Schalter S11, S12, S13, S24, S25 und S26 während einesderart langen Intervalls von Phase 2 im AUS-Zustand sind, ändert sich die Ladungsmengeder Kondensatoren C1 und C2 währenddieses Intervalls erheblich aufgrund des Leckstroms, der in denSchaltern fließt, welchemit jeder Seite eines jeden dieser Kondensatoren verbunden sind.
    [0019] ImErgebnis diese Problems entsteht ein Fehler, der im Verstärkungsfaktordes Tiefpaßfilters 3 imNiederfrequenzbereich entsteht und in der tatsächlichen Grenzfrequenz desTiefpaßfilters(d. h. aus dem Vergleich mit der Grenzfrequenz, welche sich ausGleichung (3) ergibt).
    [0020] Esist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, die obengenannten Problemeim Stand der Technik zu beseitigen, indem ein Tiefpaßfiltergeschaffen wird, der als geschalteter Kondensatorschaltkreis ausgelegtist, wobei, selbst wenn die Frequenz der zweiphasigen Taktsignale ϕ1, ϕ2erheblich geringer gemacht wird, als dies im Stand der Technik diePraxis ist, um einen sehr niedrigen Wert der Grenzfrequenz des Filterszu erreichen (beispielsweise annähernd1 Hz) und die Werte der Kondensatoren, welche in dem geschaltetenKondensatorschaltkreis verwendet werden, ausreichend klein gemachtwerden, um es zu ermögli chen,daß dieKondensatoren innerhalb eines integrierten Halbleiterschaltkreisesleicht hergestellt werden können,dann der Betrieb des Tiefpaßfiltersdurch Leckströme,welche in Schaltelementen des geschalteten Kondensatorschaltkreisesfließen,im wesentlichen unbeeinflußtverbleibt.
    [0021] Grundsätzlich istdie vorliegende Erfindung bei einem Tiefpaßfilter anwendbar, der alsgeschalteter Kondensatorschaltkreis ausgelegt ist, und der verwendetwird, Änderungenin der Spannung eines Eingangssignals zu erkennen, beispielsweiseein Erkennungssignal von einem Drucksensor oder ein verstärktes Erkennungssignalvon einem Drucksensor. Ein solcher geschalteter Kondensatorschaltkreisbeinhaltet erste und zweite Kondensatoren, welche fest in Serieverbunden sind und einen Operationsverstärker mit einem dritten Kondensator,der fest zwischen seinen Ausgangsanschluß und einen nichtinvertierendenEingangsanschluß verbundenist. Das Eingangssignal an dem Tiefpaßfilter wird zwischen einenEingangsanschluß desFilters und den nichtinvertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers angelegt.Der geschaltete Kondensatorschaltkreis enthält auch erste und zweite Sätze von Schaltelementen,welche betreibbar sind, um eine Mehrzahl von jeweils unterschiedlichenVerbindungsbedingungen zwischen den ersten, zweiten und drittenKondensatoren und dem Eingangsanschluß des Tiefpaßfiltersherzustellen, sowie eine Schaltsteuervorrichtung zum selektivenVersetzen aller der ersten Mehrzahl von Schaltelementen in einenleitfähigen Zustandund in einen nichtleitfähigenZustand und zum selektiven Versetzen aller der zweiten Mehrzahl vonSchaltelementen in einen leitfähigenZustand und einen nichtleitfähigenZustand, um die unterschiedlichen Verbindungsbedingungen in einerbestimmten Abfolge zu erstellen. Insbesondere steuert die Schaltsteuervorrichtung periodischdie Schaltelemente, um sequentiell einzurichten: (a)währendeines ersten Zeitintervalls (Phase 1) einen Zustand, bei dem dererste Kondensator auf die Spannung des Eingangssignals geladen wird, während derzweite Kondensator auf Null entladen wird und die Ladung des drittenKondensators unverändertbleibt, (b) währendeines zweiten Zeitintervalls (Phase 2) einen Zustand, bei dem keineLadung oder Entladung der Kondensatoren auftritt, (c) währendeines dritten Zeitintervalls (Phase 3) einen Zustand, bei dem diezweiten und dritten Kondensatoren parallel zwischen den Ausgangsanschluß und deninvertierenden Eingangsanschluß desOperationsverstärkersverbunden sind und jeder vom ersten Kondensator geladen wird, während dererste Kondensator auf Null entladen wird, mit einer entsprechenden Änderungder Spannung überdem dritten Kondensator und einer sich ergebenden Änderungder Ausgangsspannung vom Operationsverstärker, und (d) währendeines. vierten Zeitintervalls (Phase 4) einen Zustand, in dem keineLadung oder Entladung der Kondensatoren auftritt.
    [0022] Eingrundlegendes Merkmal der vorliegenden Erfindung ist die Bereitstellungeines derartigen Tiefpaßfilters,bei dem die Schaltsteuervorrichtung so ausgelegt ist, daß sie eineZeitdauer fürdas zweite Zeitintervall (Phase 2) so kurz als möglich einrichtet und zwar innerhalbeines Andauerungsbereichs, in welchem keines aus dem ersten Satzvon Schaltelementen den leitfähigenZustand gleichzeitig mit irgendeinem aus dem zweiten Satz von Schaltelementeneinnehmen kann.
    [0023] Da üblicherweisedie Schaltelemente als Halbleitervorrichtungen ausgeführt sind(z. B. MOS FET-Transistoren) steigt die maximal mögliche Zeitdauerfür daszweite Zeitintervall abhängigvon ansteigenden Betriebstemperaturen des Tiefpaßfilters aufgrund von Ladungsaustrittenzu oder von den Kondensatoren aufgrund von Leckströmen der Schaltelemente,welche mit jeder Seite eines jeden Kondensators verbunden sind,an. Derartige Leckströmewachsen abhängigvon anwachsenden Temperaturen an. Hierbei wird die "kürzestmögliche Zeitdauer" bevorzugt als diekürzesteZeitdauer eingerichtet, währendder keines aus dem ersten Satz von Schaltelementen den leitfähigen Zustandgleichzeitig mit einem aus dem zweiten Satz von Schaltelementeneinnehmen kann, wenn der Tiefpaßfilterbei einer bestimmten maximalen Betriebstemperatur arbeitet.
    [0024] Zusätzlich kanndie kürzestmögliche Zeitdauerfür daszweite Zeitintervall auf der Grundlage des maximalen Fehlerbetragseingerichtet werden, der in dem DC-Verstärkungsfaktor des Tiefpaßfilters erlaubtist. Der Betrag des Fehlers ändertsich proportional zum Betrag der Änderung der Ladungsspannung,welche in dem genannten zweiten Kondensator während des zweiten Zeitintervallsauftritt, erheblich. Wenn somit beispielsweise der maximale Fehlerbetrag,der im DC-Verstärkungsfaktordes Tiefpaßfilterserlaubt ist, 3% beträgt,kann die kürzestmögliche Zeitdauerfür dasgenannte zweite Zeitintervall als "eine Dauer für das zweite Zeitintervall" eingerichtet werden, "wobei die Ladungsmengeim zweiten Kondensator währenddieses Zeitintervalls sich um nicht mehr als 3% ändert".
    [0025] Esist eine weitere Aufgabe, eine Halbleiter-Drucksensorvorrichtungzu schaffen, welche einen derartigen Tiefpaßfilter verwendet. Zur Lösung dieserAufgabe schafft die vorliegende Erfindung eine Halbleiter-Drucksensorvorrichtungmit: einem Halbleitersubstrat mit einem Bereich, der dünner alsumgebenden Bereiche ausgebildet ist, um somit eine Membran zu bilden; einemersten Paar von piezoresistiven Elementen, welche auf der Membranangeordnet sind, und von denen jedes dafür ausgelegt ist, einen Widerstandsanstiegzu zeigen, wenn Druck auf die Membran ausgeübt wird; einem zweitenPaar von piezoresistiven Elementen, die auf der Membran angeordnetsind, und von denen jedes dafürausgelegt ist, einen Widerstandsabfall zu zeigen, wenn Druck aufdie Membran ausgeübtwird, wobei die piezoresistiven Elemente als elektrischer Brückenschaltkreisverbunden sind mit einem ersten Verbindungspunkt, der ein erstesaus dem ersten Paar von piezoresistiven Elementen mit einem erstenaus dem zweiten Paar von piezoresistiven Elementen verbindet, einemzweiten Verbindungspunkt, der ein zweites aus dem ersten Paar vonpiezoresistiven Elementen mit einem zweiten aus dem zweiten Paarvon piezoresistiven Elementen verbindet, einem dritten Verbindungspunkt,der das erste aus dem ersten Paar von piezoresistiven Elementenmit einem zweiten aus dem zweiten Paar von piezoresistiven Elementenverbindet und einem vierten Verbindungspunkt, der das zweite ausdem ersten Paar von piezoresistiven Elementen mit dem ersten ausdem zweiten Paar von piezoresistiven Elementen verbindet; einerQuelle von elektrischem Strom, der zwischen die ersten und zweitenVerbindungspunkte geführt wird; einemDifferenzverstärkerzum Verstärkeneiner Spannungsdifferenz zwischen den zweiten und dritten Verbindungspunkten,und einem Tiefpaßfiltergemäß der vorliegendenErfindung.
    [0026] Insbesonderewird ein verstärktesAusgangssignal, welches von dem Differenzverstärker erzeugt wird, dem Tiefpaßfilterzugeführt,so daß Druckänderungenerkannt werden, welche auf die Membran angelegt werden.
    [0027] 1 zeigt den elektrischenAufbau einer Ausführungsformeiner Halbleiter-Drucksensorvorrichtung;
    [0028] 2 ist ein Zeitdiagramm zurDarstellung von zeitlichen Beziehungen zwischen zweiphasigen Taktsignalen,welche in einem Tiefpaßfilterschaltkreis desgeschalteten Kondensatortyps in der Ausführungsform von 1 verwendet werden;
    [0029] 3A und 3B zeigen den Aufbau eines Drucksensorelements,welches mit der obigen Ausführungsformverwendet werden kann;
    [0030] 4 ist ein Schaltdiagrammeines Beispiels eines Schaltkreises zur Erzeugung der zweiphasigen Taktsignale,welche in der obigen Ausführungsform verwendetwerden;
    [0031] 5A bis 5D sind Schaltkreisdiagramme, welcheaufeinanderfolgende Schaltzuständedarstellen, welche von einem Tiefpaßfilter-Schaltkreis des geschaltetenKondensatortyps erhalten werden;
    [0032] 6 ist ein Äquivalenzschaltkreiseines Tiefpaßfilter-Schaltkreisesdes geschalteten Kondensatortyps;
    [0033] 7 zeigt den elektrischenAufbau eines Beispiels einer Halbleiter-Drucksensorvorrichtung nachdem Stand der Technik; und
    [0034] 8 ist ein Zeitdiagramm zurBeschreibung des Betriebs des Tiefpaßfilters des geschalteten Kondensatortypsnach dem Stand der Technik im Beispiel von 7.
    [0035] 1 ist ein Schaltkreisdiagramm,das eine Ausführungsformeiner Halbleiter-Drucksensorvorrichtung zeigt, welche einen Tiefpaßfilter 3 verwendet,der als geschalteter Kondensatorschaltkreis realisiert ist. Elementein 1 entsprechend Elementenim Beispiel des Standes der Technik von 7 gemäß obigerBeschreibung sind durch identische Bezugszeichen wie in 7 bezeichnet. Man erkenntsomit, daß diejeweiligen Ausgestaltungen von Halbleiter-Drucksensor 1,Differenzverstärker 2 und Tiefpaßfilter 3 ähnlich zudenjenigen im Stand der Technik nach 7 seinkönnen.Jedoch ist ein Taktpuls-Signalerzeugungsschaltkreis 40 indieser Ausführungsformso ausgelegt, daß ergegenüberdem Beispiel des Standes der Technik auf unterschiedliche Weisearbeitet, wie nachfolgend beschrieben wird.
    [0036] 3A ist eine Draufsicht aufeinen Halbleiter-Drucksensor 1,der in der Ausführungsformvon 1 verwendet wird,während 3B eine Seitenschnittdarstellungdes Halbleiter-Drucksensors 1 entlang Linie A-A in 3A ist.
    [0037] 2 ist ein Zeitdiagramm,welches die zeitlichen Beziehungen zwischen zweiphasigen Taktsignalen ϕ1, ϕ2dieser Ausführungsformzeigt, die von dem Taktpuls-Signalerzeugungsschaltkreis 40 erzeugtwerden und die das Schalten des Tiefpaßfilters 3 in derAusführungsformvon 1 steuern.
    [0038] Bezugnehmendauf die 3A und 3B beinhaltet der Halbleiter-Drucksensor 1 einHalbleitersubstrat 4 mit einer Schicht 4b desN-Typs, die durch epitaxiales Aufwachsen auf einem Siliziumsubstrat 4a desP-Typs gebildet wird. Das Substrat 4a hat einen mittigenBereich, der dünnerausgebildet als der Umfangsbereich dieses Substrates ist und diesermittige Bereich bildet zusammen mit der Epitaxialschicht 4b desN-Typs eine dünneMembran 5.
    [0039] Diepiezoresistiven Elemente G1 ~ G4, jeweils gebildet durch Eindiffusionvon Verunreinigungen des P-Typs, liegen auf einer Oberfläche der Membran 5.Wenn Druck auf die Membran 5 aufgebracht wird, verformensich die Membran 5 und die piezoresistiven Elemente G1~ G4, der Widerstand eines jeden der piezoresistiven Elemente G1und G2 wächstan, währendder Widerstand eines jeden der piezoresistiven Elemente G3 und G4abnimmt. Die piezoresistiven Elemente G1 ~ G4 sind in Brückenschaltung,wie in 1 gezeigt, verbunden,wobei die piezoresistiven Elemente G1 ~ G4 jeweils als variableWiderständedargestellt sind.
    [0040] EineStromquelle 6 liefert einen festen Strom Ia, der in dengegenseitigen Verbindungspunkt der piezoresistiven Elemente G1 undG3 fließt,wobei dieser Strom dann überden gegenseitigen Verbindungspunkt der piezoresistiven ElementeG2 und G4 auf Massepotential abfließt. Wenn Druck auf die Membran 5 miteiner derartigen Schaltkreiskonfiguration aufgebracht wird, wirdein Betrag an Spannungsanstieg (in 1 alsVp1 bezeichnet) als an dem gegenseitigen Verbindungspunkt der piezoresistiven ElementeG2 und G3 erzeugt angenommen, wobei ein Betrag an Spannungsabfall(in 1 als Vp2 bezeichnet)an dem gegenseitigen Verbindungspunkt der piezoresistiven ElementeG1 und G4 erzeugt wird. Die Spannungsdifferenz (Vp1 – Vp2) ändert sichim wesentlichen in direkter Proportionalität zu Änderungen im Druck, der aufdie Membran 5 aufgebracht wird.
    [0041] DieSpannungsdifferenz (Vp1 – Vp2)wird von dem Differenzverstärker 2 verstärkt, umdas Ausgangssignal zu erhalten, welches den Spannungswert Vo hat,wie in 1 gezeigt.
    [0042] VerschiedeneAusgestaltungen könnenfür denDifferenzverstärker 2 verwendetwerden. Bei der speziellen Schaltkreisauslegung von 1 wird der Differenzverstärker 2 gebildetaus einem Paar von Operationsverstärkers OP2 und OP3 und vierWiderständenR3, R4, R5 und R6. Die Potentiale Vp1 und Vp2, welche gemäß obigerBeschreibung von dem Halbleiter-Drucksensor entwickelt werden, werden andie nichtinvertierenden Eingangsanschlüsse der Operationsverstärker OP2bzw. OP3 angelegt. Die WiderständeR3, R4, R5 und R6 sind in Serie zwischen den Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers OP2und einen gegenseitigen Verbindungsknoten NVref geschaltet, derauf einem Potential gehalten wird, der um einen Referenzspannungswert Vrefhöher alsMassepotential ist. Der Widerstand R3 ist zwischen den Ausgangsanschluß und dennichtinvertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers OP2geschaltet, währendder Widerstand R5 zwischen den Ausgangsanschluß und den nichtinvertierendenEingangsanschluß desOperationsverstärkersOP3 geschaltet ist.
    [0043] EinEnde des Widerstands R6 ist mit dem gegenseitigen VerbindungsknotenNVref verbunden. Die Spannung, welche zwischen dem Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers OP2und dem gegenseitigen Verbindungsknoten NVref auftritt, ist proportionalzum Ausgangsspannungswert vom Differenzverstärker 2. Insbesondereist unter der Annahme, daß alleWiderständeR3, R4, R5 und R6 den gleichen Wert haben, die AusgangsspannungVo gleich 2 (Vp1 – Vp2).
    [0044] DieAusgangsspannung Vo vom Differenzverstärker 2 wird dem Tiefpaßfilter 3 zugeführt, der durcheinen geschalteten Kondensatorschaltkreis gebildet wird, der den Aufbauhat, der oben unter Bezug auf das Beispiel vom Stand der Technikin 7 beschrieben wurde.Das heißt,der Tiefpaßfilter 3 wirdgebildet durch einen Operationsverstärker OP1, erste, zweite unddritte Kondensatoren C1, C2 und C3, einen Satz erster, zweiter unddritter Analogschalter S11, S12 und S13, von denen jeder in leitfähigen Zustandversetzt ist, wenn das erste Taktsignal ϕ 1 der zweiphasigenTaktsignale ϕ1, ϕ2 auf aktivem Pegel ist und einenSatz vierter, fünfterund sechster Analogschalter S24, S25 und S26, von denen jeder in leitfähigem Zustandist, wenn das zweite Taktsignal ϕ2 auf aktivem Pegel ist.
    [0045] Beidieser Ausführungsformwird der Operationsverstärkermit Energie von einer einzelnen Energieversorgungsspannung Vd versorgt.Aus diesem Grund ist der nichtinvertierende Eingangsanschluß des Operationsverstärkers OP1mit dem oben erwähntengegenseitigen Verbindungsknoten NVref verbunden, der auf der ReferenzspannungVref gehalten ist. Der, Wert von Vref kann annähernd die Hälfte der VersorgungsspannungVd betragen. Es wärejedoch gleichermaßenmöglich,den OperationsverstärkerOP1 mit Energie von einem Paar von positiven und negativen Energieversorgungsspannungenzu versorgen, wobei in diesem Fall die Referenzspannung Vref dasMassepotential sein kann.
    [0046] DieseAusführungsformunterscheidet sich vom Beispiel des Standes der Technik nach 7, wie es oben beschriebenwurde, bezüglichder zeitlichen Beziehungen zwischen den ersten und zweiten Taktsignalen ϕ1und ϕ2, welche von dem Taktpuls-Signalerzeugungsschaltkreis 14 erzeugtwerden, ganz erheblich. Genauergesagt, bei dieser Ausführungsformwird das Zeitintervall, welches zwischen einer fallenden Flankeeines Pulses des ersten Taktsignals ϕ1 (d. h. einem Übergangdieses Taktsignals vom ak tiven zum inaktiven Pegel, wobei jederAnalogschalter, der von diesem Taktsignal gesteuert wird, von demleitfähigenin den nichtleitfähigenZustand umschaltet) und der steigenden Flanke des darauffolgendenPulses des zweiten Taktsignals ϕ2 (d. h. einem Übergangdieses Taktsignals vom inaktiven zum aktiven Pegel, wodurch jederAnalogschalter, der von diesem Taktsignal gesteuert wird, in denleitenden Zustand versetzt wird) verstreicht, so kurz wie möglich gemacht,soweit sichergestellt werden kann, daß von dem ersten Taktsignal ϕ1gesteuerte Analogschalter nicht gleichzeitig mit irgendwelchen Analogschaltern,welche vom zweiten Taktsignal ϕ2 gesteuert werden, in denleitfähigenZustand gelangen.
    [0047] Während desersten Zeitintervalls, Phase 1, in welchem das Taktsignal ϕ1auf aktivem Pegel und das zweite Taktsignal ϕ2 auf inaktivemPegel ist, ist der Verbindungszustand des Tiefpaßfilters 3 wie in 5A gezeigt. Der KondensatorC1 wird auf die Eingangsspannung Vo geladen, wohingegen der KondensatorC2 auf 0 V entladen wird und die Ladung im Kondensator C3 sich nicht ändert.
    [0048] Während deszweiten Zeitintervalls, Phase 2, sind gemäß 5B alle Schalter S11, S12, S13, S24,S25, S26 im nicht leitfähigenZustand, so daß dieLadung in jedem der Kondensatoren C1, C2, C3 sich nicht ändert. Somitverbleiben währendPhase 2 (angenommen, daß keinLadungsverlust aufgrund von Leckstrom auftritt) die Ladungen derKondensatoren gegenüberdem Zustand am Ende von Phase 1 unverändert.
    [0049] Während desdritten Zeitintervalls, Phase 3, ist, da das erste Taktsignal ϕ1auf inaktivem Pegel ist und das zweite Taktsignal ϕ2 aufaktivem Pegel ist, dann der Verbindungszustand wie in 5C gezeigt, wo die KondensatorenC2 und C3 parallel verbunden sind. Der Kondensator C1 wird daherzwischen den invertierenden Eingangsanschluß und den nichtinvertierendenEingangsanschluß desOperationsverstärkersOP1 geschaltet. Da diese Anschlüsseauf gleichem Potential sind, wird der Kondensator C1 entladen undder sich ergebende Entladestrom dient zur Ladung jedes der KondensatorenC2 und C3. wenn der Entladestrom vom Kondensator C1 als Ladestromin den Kondensator C2 fließt,fließtauch ein Ladestrom vom Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers OP1,so daß dieKondensatoren C2 und C3 auf gleiche Spannung geladen werden. Somit ändert sichauf gleiche Weise wie im Beispiel des Standes der Technik von 7 beschrieben die AusgangsspannungVo vom Tiefpaßfilter3 um einen Betrag, der gleich dem Änderungsbetrag der Spannung ist,auf die der Kondensator C3 geladen ist.
    [0050] Schließlich wirdim vierten Zeitintervall, Phase 4, die Bedingung wie in 5D, bei der alle Analogschalterim nichtleitfähigenZustand sind, auf gleiche Weise wie während Phase 3, so daß die Ladung injedem Kondensator ungeändertgegenüberderjenigen gehalten wird, welche zu Ende von Phase 3 vorhanden war.
    [0051] Manerkennt somit, daß beidieser Ausführungsformdie Schaltkreiskonfiguration des Tiefpaßfilters 3 und dieArbeitsweise des Schaltkreises auf der Grundlage der zweiphasigenTaktsignale ϕ1 und ϕ2 im wesentlichen identischzu dem Beispiel im Stand der Technik gemäß obiger Beschreibung ist. Beidieser Ausführungsformunterscheidet sich jedoch die Phasenbeziehung zwischen den zweiphasigenTaktsignalen ϕ1 und ϕ2 vom Beispiel des Standesder Technik, wie im Zeitdiagramm von 8 gezeigt,d. h. bezüglichder Phasenbeziehungen zwischen den zweiphasigen Taktsignalen ϕ1und ϕ2 dieser Ausführungsform,wie im Zeitdiagramm von 2.
    [0052] Essei angenommen, daß diebenötigte Grenzfrequenzfür denTiefpaßfilter3 extrem niedrig ist, z.B. 1 Hz, so daß es, wie oben beschriebenwurde, um es möglichzu machen, Kondensatoren zu verwenden, welche eine ausreichend kleineKapazitäthaben und auf einem integrierten Halbleiterschaltkreis auszubildensind, nötigist, die Frequenz des Grundtaktsignales auf annähernd 1,5 kHz abzusenken, wieoben beschrieben. In diesem Fall wäre bei dem Tiefpaßfiltermit geschaltetem Kondensator nach dem Stand der Technik die Dauerdes Intervalls von Phase 2 170 Mikrosekunden, was erheblich lang ist.Somit wärendie Ladungsmengen in den Kondensatoren C1 und C2 stark von Leckstromfluß beeinflußt, derin den Analogschaltern auftritt, die mit diesen Kondensatoren verbundensind. Im Ergebnis wärees bei dem Tiefpaßfilter 3 wieoben beschrieben nicht möglich,den benötigtenVerstärkungsfaktorim niederfrequenten Bereich oder den Wert der Grenzfrequenz, derdurch obige Gleichung (3) ausgedrückt ist, korrekt zu erhalten.
    [0053] Dieobige Ausführungsformder vorliegenden Erfindung mit den Taktsignal-Zeitbeziehungen gemäß 2 unterscheidet sich jedochvom Beispiel des Standes der Technik dahingehend, daß die Dauerdes Intervalls von Phase 2 extrem kurz gemacht wird. Somit kannein befriedigender Betrieb bei einer Grenzfrequenz bis zu 1 Hz heruntererhalten werden, wenn die Frequenz der zweiphasigen Taktsignale ϕ1 und ϕ2auf 1,5 kHz gesenkt wird. Es wird möglich, kleine Kapazitätswertefür dieKondensatoren im Tiefpaßfilterzu verwenden, einschließlichfür C3.
    [0054] Genauergesagt,die Dauer des Intervalls von Phase 2 soll so kurz als möglich innerhalbeines Bereichs von Werten gemacht werden, wo keiner der Analogschalter,welche vom Taktsignal ϕ1 gesteuert werden, in dem leitfähigen Zustand(d. h. EIN-Zustand) gleichzeitig mit irgend einem Analogschalter ist,welche vom Taktsignal ϕ2 gesteuert werden.
    [0055] Dainsbesondere der Leckstrom von Schaltelementen, beispielsweise vonMOS Feldeffekttransistoren mit der Temperatur ansteigt, sollte dieDauer des Intervalls von Phase 2 so kurz als möglich gemacht werden, wobeisichergestellt ist, daß dieobige Bedingung erfülltist (d. h. es darf keine Überlappung zwischenLeitfähigkeitsintervallender Analogschalter, welche von dem Taktsignal ϕ1 gesteuertwerden und Leitfähigkeitsintervallender Analogschalter geben, welche von dem Taktsignal ϕ2gesteuert werden), wenn der Tiefpaßfilter 3 hoch biszu einem bestimmten Maximalwert der Betriebstemperatur benutzt wird.Es kann hierdurch sichergestellt werden, daß der Betrieb des Tiefpaßfilters 3 nichtvon temperaturabhängigenAnstiegen der Leckströmein den Analogschaltern beeinflußtwird.
    [0056] Bevorzugt,wenn Hochgeschwindigkeits-MOS FETs als Analogschalter verwendetwerden, sollte die Dauer des Intervalls von Phase 2 innerhalb einesBereichs von 0,6 bis 2 Mikrosekunden sein.
    [0057] Einalternatives Verfahren zur Bestimmung einer geeigneten Minimaldauerfür dasIntervall von Phase 2 ist wie folgt. Wenn es merkenswerte Ladungsverlusteder Kondensatoren C1 und C2 währenddes Intervalls von Phase 2 gibt, entsteht ein Fehler im Wert desDC-Verstärkungsfaktorsdes Tiefpaßfilters 3 bezüglich desZielwertes des DC-Verstärkungsfaktors.Das heißt,die Größe diesesVerstärkungsfaktorfehlersist im wesentlichen vollständigbestimmt durch die Rate des Ladungsaustritts aus den KondensatorenC1 und C2 währenddes Intervalls von Phase 2 aufgrund von Leckströmen in den Analogschaltern.Ein Maximalwert fürdiesen Fehler in dem DC-Verstärkungsfaktor kannvorherbestimmt werden, z. B. als ein Teil des Zielwertes des DC-Verstärkungsfaktors,beispielsweise 3%, ausgedrückt werden.Wenn die Dauer des Intervalls von Phase 2 so gemacht wird, daß der Teilder Ladungsverringerung (beispielsweise vom Kondensator C1), derwährenddes Intervalls von Phase 2 auftritt, gleich dem vorherbestimmtenmaximalen Fehlerbetrag im DC-Verstärkungsfaktor des Tiefpaßfilters 3 bezüglich desZielwertes (z. B. ein Fehler von 3%) wird, kann ein befriedigenderBetrieb erhalten werden.
    [0058] DerLadungsaustrittsbetrag vom Kondensator C1 während des Intervalls von Phase2 kann direkt gemessen werden oder kann erhalten werden durch Messender Leckstrompegel der Analogschalter.
    [0059] Beieiner derart kurzen Dauer des Intervalls von Phase 2 kann sichergestelltwerden, daß dieLadung auf den Kondensatoren C1 und C2 während jedem Intervall von Phase2 gegenüberdem Zustand zu Ende des vorausgehenden Intervalls von Phase 1 unverändert bleibt,d. h. der Ladezustand wird durch ein Fließen von Leckstrom in den Analogschaltern, welchemit diesen Kondensatoren verbunden sind, nicht beeinflußt, undverbleibt so bis zum Beginn des Intervalls der darauffolgenden Phase3 unverändert. Somitwerden die oben erwähntenProbleme im Stand der Technik bezüglich Fehlern im Verstärkungsfaktordes Filters im niederfrequenten Bereich und des erhaltenen Wertesder Grenzspannung beseitigt. Es wird somit möglich, einen Tiefpaßfilterzu realisieren, der einen extrem niedrigen Wert der Grenzfrequenz,beispielsweise 1 Hz hat, in dem ein Schaltkreistyp des geschaltetenKondensators verwendet wird, bei dem die Kondensatoren von ausreichendkleinem Wert sind, um leicht in einem integrierten Schaltkreis ausgebildetwerden zu können.
    [0060] Beidieser Ausführungsformwerden die zweiphasigen Taktsignale ϕ1 und ϕ2von dem Taktpuls-Signalerzeugungsschaltkreis 40 erzeugt,dessen interner Schaltkreisaufbau wie im Beispiel von 4 gezeigt sein kann. Beidiesem Schaltkreis erzeugt ein Grundtaktsignalerzeugungsschaltkreis 7 dasGrundtaktsignal mit einer Frequenz von 6 kHz, welches einem 2-Bit-Binärzähler 8 eingegebenwird. Der Ausgang von der 20-Stufe des Binärzählers 8 wirdeinem Invertierer Q1 eingegeben und einem Eingang eines UND-Gatters Q2 mit zweiEingängen,wobei der Ausgang vom Invertierer Q1 einem Eingang eines UND-GattersQ2 mit zwei Eingängenzugeführt wird,währendder Ausgang von der 21-Stufedes Binärzählers 8dem anderen Eingang des UND-Gatters Q2 und dem anderen Eingang desUND-Gatters Q2 zugeführtwird. Der vom UND-Gatter Q2 erzeugte Ausgang besteht aus einem Impulszugmit einer Frequenz von 1,5 kHz, d. h. mit jeweils einem auftretendenPuls, wenn der Binärzählers 8 einenZählzustand von2 erreicht. Der Pulszug wird als Taktsignal ϕ1 im Schaltkreisvon 1 verwendet.
    [0061] DerAusgang von dem UND-Gatter Q3 mit zwei Eingängen besteht auch aus einemImpulszug, von denen jeder erzeugt wird, wenn der Binärzähler 8 einenZählwertvon 3 erreicht. Diese Pulse werden verzögert, indem sie über einenVerzögerungsschaltkreis übertragenwerden, der eine Verzögerungvon annähernd1 μs erzeugt,wobei der Ausgang vom Verzögerungsschaltkreis 9 dasTaktsignal ϕ2 im Schaltkreis von 1 bildet, d. h. welches ebenfalls eineFrequenz von 1,5 kHz hat.
    [0062] Durchgeeignete Bestimmung des Verzögerungsbetrags,der im Verzögerungsschaltkreis 9 erzeugtwird, werden die Phasenbeziehungen zwischen den zweiphasigen Taktsignalen ϕ1und ϕ2 wie im Zeitdiagramm von 2 gezeigt mit einem extrem kurzen Intervallvon annähernd1 μs zwischen dem Endeeines Pulses vom Taktsignal ϕ1 und dem Beginn des darauffolgendenPulses vom Taktsignal ϕ2.
    [0063] Manerkennt bei dem obigen, daß esbei der vorliegenden Erfindung, da der Betrieb des Tiefpaßfiltersdurch einen Leckstrom, der in Analogschaltern fließt, unbeeinflußt bleibt,möglichwird, einen Tiefpaßfiltermit geschaltetem Kondensator zu verwenden, der einen extrem niedrigenWert der Grenzfrequenz hat und der mit Kondensatorwerten gestaltet werdenkann, welche ausreichend klein sind, so daß die Kondensatoren leichtauf einem integrierten Schaltkreis ausgebildet werden können. Einderartiger Tiefpaßfilterkann verwendet werden, extrem niederfrequente Komponenten einerSpannungsänderungzu erkennen, wenn die Spannungsänderungen hochfrequenteKomponenten beinhalten, welche den niederfrequenten Komponenten überlagertsind.
    [0064] DieErfindung ermöglichtsomit, daß eine Halbleiter-Drucksensorvorrichtung,realisierbar ist, welche extrem niederfrequente Komponenten von Druckänderungenerkennen kann und welche einen Tiefpaßfilter mit geschaltetem Kondensatorverwendet, der in einem integrierten Schaltkreis ausgebildet ist.
    [0065] Obgleichweiterhin der Tiefpaßfilterder vorliegenden Erfindung oben nur unter Anwendung auf ein Sensorsignalbeschrieben worden ist, welches von einem Drucksensor erzeugt wurde,versteht sich, daß einsolcher Tiefpaßfiltergleichermaßenbei verschiedenen anderen Anwendungsfällen anwendbar ist, bei denenes notwendig ist, einen sehr niedrigen Wert der Filtergrenzfrequenzfür einenTiefpaßfilter zuerhalten, dessen Bestandteile im Wesentlichen innerhalb eines integriertenHalbleiterschaltkreises ausgebildet sind.
    权利要求:
    Claims (7)
    [1] Ein Tiefpaßfilterzur Erkennung von Spannungsänderungeneines Eingangssignals, welches einem Eingangsanschluß zugeführt wird,wobei der Tiefpaßfiltergebildet ist durch einen geschalteten Kondensatorschaltkreis miteiner Taktsignalerzeugungsvorrichtung zur Erzeugung eines erstenTaktpulssignals und eines zweiten Taktpulssignals gegenseitig identischerFrequenz und unterschiedlichen Phasen; ersten, zweiten und drittenKondensatoren; einer ersten Mehrzahl von Schaltelementen, jeweilsgesteuert durch das erste Taktpulssignal und einer zweiten Mehrzahlvon Schaltelementen, jeweils gesteuert durch das zweite Taktsignal,wobei jedes der Schaltelemente mit wenigstens einem der Kondensatorenverbunden ist, wobei der Tiefpaßfilter aufeinanderfolgendarbeitet in: einem ersten Zustand, in welchem das erste Taktpulssignalauf einem aktiven Pegel ist, wodurch jedes aus der ersten Mehrzahlvon Schaltelementen in einem leitfähigen Zustand gehalten istund das zweite Taktpulssignal in einem inaktiven Pegel ist, wodurch jedesaus der zweiten Mehrzahl von Schaltelementen in einem nichtleitendenZustand gehalten ist, wobei der erste Kondensator hierdurch aufeine Spannung des Eingangssignal geladen wird, der zweite Kondensatorauf eine Spannung von null entladen wird und keine Ladung oder Entladungam dritten Kondensator durchgeführtwird; einem zweiten Zustand, in welchem das erste Taktpulsignalauf aktivem Pegel ist, wodurch keine Ladung oder Entladung der ersten,zweiten oder dritten Kondensatoren durchgeführt wird; einem drittenZustand, in welchem das erste Taktpulssignal auf dem inaktiven Pegelist und das zweite Taktpulssignal auf dem aktiven Pegel ist, wodurchdie zweiten und dritten Kondensatoren parallel zueinander verbundenwerden, der erste Kondensator auf eine Spannung von null entladenwird und ein Entladestrom von dem ersten Kondensator zur Ladungder zweiten und dritten Kondensatoren dient; und einem viertenZustand, in welchem das erste Taktpulssignal und das zweite Taktpulssignalauf inaktivem Pegel ist, wodurch keine Ladung oder Entladung derersten, zweiten oder dritten Kondensatoren durchgeführt wird,wobei darauffolgend auf den ersten Zustand zurückgekehrt wird; wobei: dieTaktsignalerzeugungsvorrichtung eine Vorrichtung zur Steuerung derersten und zweiten Pulssignale derart aufweist, daß eine festvorbestimmte Dauer des zweiten Zustandes, welche zwischen einem Übergangdes ersten Taktpulssignals vom aktiven Pegel auf den inaktiven Pegelund einem unmittelbar darauffolgenden Übergang des zweiten Taktpulssignalsvom inaktiven Pegel auf den aktiven Pegel verstreicht, so kurz alsmöglichinnerhalb eines Bereichs von Zeitintervallwerten gemacht wird, wo keinesaus der ersten Mehrzahl von Schaltelementen gleichzeitig mit irgendeinemaus der zweiten Mehrzahl von Schaltelementen gleichzeitig im leitfähigen Zustandist.
    [2] Ein Tiefpaßfilterzur Erkennung von Spannungsänderungeneines Eingangssignals, aufgebaut als geschalteter Kondensatorschaltkreismit ersten und zweiten Eingangsanschlüssen, welche zum Empfang desEingangssignals angeschlossen sind, mit einem Taktsignalerzeugungsschaltkreiszur Erzeugung eines ersten Taktpulssignales und eines zweiten Taktpulssignalesvon gegenseitig identischer Frequenz und unterschiedlicher Phase;ersten, zweiten und dritten Kondensatoren; einem Satz erster, zweiterund dritter Schaltelemente, jeweils so gesteuert, daß sie ineinen leitfähigenZustand versetzt sind, wenn daß ersteTaktpulssignal auf aktivem Pegel ist; einem Satz vierter, fünfter undsechster Schaltelemente, jeweils so gesteuert, daß sie inden leitfähigen Zustandversetzt sind, wenn das zweite Taktpulssignal auf aktivem Pegelist; einem Operationsverstärker,der von einer einzelnen Energiezufuhrspannung betrieben wird undeinen invertierenden Eingangsanschluß hat, der gemeinsam mit einerReferenzspannung mit einem Wert, der eine Hälfte der Energieversorgungsspannungbeträgtund dem zweiten Eingangsanschluß desgeschalteten Kondensatorschaltkreises verbunden ist, wobei das ersteSchaltelement zwischen den ersten Eingangsanschluß des geschaltetenKondensatorschaltkreises und einen ersten gemeinsamen Verbindungsknotenverbunden ist, das vierte Schaltelement zwischen den ersten gemeinsamenVerbindungsknoten und einen nicht invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers verbundenist, der erste Kondensator zwischen den ersten gemeinsamen Verbindungsknoten undeinem zweiten gemeinsamen Verbindungsknoten verbunden ist, das zweiteSchaltelement zwischen den zweiten gemeinsamen Verbindungsknotenund den nicht invertertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers verbundenist, das fünfteSchaltelement zwischen den zweiten gemeinsamen Verbindungsknotenund den invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers verbundenist, der zweite Kondensator zwischen den zweiten gemeinsamen Verbindungsknotenund einem dritten gemeinsamen Verbindungsknoten verbunden ist, derdritte Kondensator zwischen den invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers undeinen Ausgangsanschluß desOperationsverstärkersverbunden ist, das dritte Schaltelement zwischen den dritten gemeinsamenVerbindungsknoten und dem nicht invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers verbundenist, das sechste Schaltelement zwischen den dritten gemeinsamenVerbindungsknoten und den Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers verbundenist, wobei ein Ausgangssignal von dem Tiefpaßfilter zwischen dem Ausgangsanschluß des Operationsver stärkers unddem nicht invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers erzeugt wird;wobei der Taktsignalerzeugungsschaltkreis eine Vorrichtung zur Erzeugungdes ersten Taktsignals und des zweiten Taktsignals derart aufweist,daß einZeitintervall, welches zwischen einem Übergang des ersten Taktsignalsvom aktiven Pegel auf einen inaktiven Pegel und einem unmittelbardarauffolgenden Übergangdes zweiten Taktsignals vom inaktiven auf den aktiven Pegel verstreicht,so kurz als möglich innerhalbeines Bereichs von Werten gemacht wird, wo keines der ersten, zweitenund dritten Schaltelemente gleichzeitig mit irgendeinem der vierten,fünftenund sechsten Schaltelemente in den leitfähigen Zustand treten kann.
    [3] Ein Tiefpaßfilternach Anspruch 1, wobei die Schaltelemente Halbleitervorrichtungensind, welche einen Leckstromfluß zeigenund wobei die Dauer des zweiten Zustandes so kurz als möglich innerhalbeines Bereichs von Werten gemacht wird, wo keines der ersten, zweitenund dritten Schaltelemente gleichzeitig mit einem der vierten, fünften undsechsten Schaltelemente in den leitfähigen Zustand gelangen kann,wobei der Tiefpaßfilterbei einer bestimmten maximalen Betriebstemperatur arbeitet.
    [4] Ein Tiefpaßfilternach Anspruch 1, wobei die Dauer des zweiten Zustandes als ein Wertinnerhalb eines Bereichs gesetzt wird, der von 0,6 Mikrosekundenbis 2 Mikrosekunden reicht.
    [5] Ein Tiefpaßfilternach Anspruch 1, wobei die Dauer des zweiten Zustandes als ein Wertgesetzt wird, wobei eine prozentuale Änderung einer gespeichertenLadung im ersten Kondensator währenddes zweiten Zustandes im wesentlichen gleich einem bestimmten maximalzulässi genWert eines prozentualen Fehlers des DC-Verstärkungsfaktors des Tiefpaßfiltersist.
    [6] Ein Tiefpaßfilter,der als geschalteter Kondensatorschaltkreis ausgelegt ist, um Spannungsänderungenin einem Eingangssignal zu erkennen, mit: ersten und zweitenKondensatoren, welche fest in Serie verbunden sind, und einemOperationsverstärker,mit einem dritten Kondensator, der fest zwischen einen Ausgangsanschluß und einennicht invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers verbundenist, wobei das Eingangssignal zwischen einem Eingangsanschluß des Tiefpaßfiltersund dem nicht invertierenden Eingangsanschluß angelegt wird; einerersten und zweiten Mehrzahl von Schaltelementen, welche betreibbarsind, um eine Mehrzahl von jeweils unterschiedlichen Verbindungszuständen zwischenden ersten, zweiten und dritten Kondensatoren und dem Eingangsanschluß des Tiefpaßfilters herzustellen;und einer Schaltsteuervorrichtung zum selektiven Versetzen alleraus der ersten Mehrzahl von Schaltelementen in einen leitfähigen Zustand undin einen nicht leitfähigenZustand und zum selektiven Versetzen aller aus der zweiten Mehrzahlvon Schaltelementen in einen leitfähigen Zustand und in einennicht leitfähigenZustand, um die unterschiedlichen Verbindungszustände in einerbestimmten Abfolge herzustellen, wobei die Schaltsteuervorrichtungperiodisch die Schaltelemente steuert, um sequenziell herzustellen: während einesersten Zeitintervalls einen Zustand, in welchem der erste Kondensatorauf eine Spannung des Eingangssignals geladen wird, während der zweiteKondensator auf null entladen wird und eine Ladung des dritten Kondensatorsunverändertbleibt, währendeines zweiten Zeitintervalls einen Zustand, in welchem keine Ladungoder Entladung der ersten, zweiten oder dritten Kondensatoren auftritt, während einesdritten Zeitintervalls einen Zustand, in welchem die zweiten unddritten Kondensatoren parallel zwischen den Ausgangsanschluß und deninvertierenden Eingangsanschluß desOperationsverstärkersverbunden sind und jeweils vom ersten Kondensator geladen werden,was eine entsprechende Spannungsänderung über demdritten Kondensator und eine sich ergebende Änderung der Ausgangssignalspannungvom Operationsverstärkerbewirkt, währendder erste Kondensator auf null entladen wird, und während einesvierten Zeitintervalls einen Zustand, in welchem keine Ladung oderEntladung der ersten, zweiten oder dritten Kondensatoren auftritt,wobei die Schaltsteuervorrichtung so ausgelegt ist, daß sie eineZeitdauer, die so kurz als möglichist, fürdas zweite Zeitintervall innerhalb eines Bereichs von Zeitdauerneinrichtet, wo keines aus der ersten Mehrzahl von Schaltelementengleichzeitig mit einem aus der zweiten Mehrzahl von Schaltelementenin den leitfähigenZustand eintreten kann.
    [7] Eine Halbleiter-Drucksensorvorrichtung mit: einemHalbleitersubstrat mit einem Bereich, der dünner als umgebende Bereicheausgebildet ist, um hierdurch eine Membran zu bilden, einemersten Paar von piezoresistiven Elementen, die auf der Membran angeordnetsind, und von denen jedes dafürausgelegt ist, einen Widerstandsanstieg zu zeigen, wenn Druck aufdie Membran ausgeübtwird, einem zweiten Paar von piezoresistiven Elementen, dieauf der Membran angeordnet sind, und von denen jedes dafür ausgelegtist, eine Widerstandsabnahme zu zeigen, wenn Druck auf die Membranausgeübtwird, wobei die piezoresistiven Elemente als elektrischer Brückenschaltkreis verbundensind mit einem ersten Verbindungspunkt, der ein erstes aus dem erstenPaar von piezoresistiven Elementen mit einem ersten aus dem zweitenPaar von piezoresistiven Elementen verbindet, einen zweiten Verbindungspunkt,der ein zweites aus dem ersten Paar von piezoresistiven Elementenmit einem zweiten aus dem zweiten Paar von piezoresistiven Elementenverbindet, einem dritten Verbindungspunkt, der das erste aus demersten Paar von piezoresistiven Elementen mit dem zweiten aus demzweiten Paar von piezoresistiven Elementen verbindet und einem viertenVerbindungspunkt, der das zweite aus dem ersten Paar von piezoresistivenElementen mit dem ersten aus dem zweiten Paar von piezoresistiven Elementenverbindet, einer Quelle eines elektrischen Stroms, der zwischen dieersten und zweiten Verbindungspunkte geführt wird, und einemDifferenzverstärkerzur Verstärkungeiner Spannungsdifferenz zwischen den zweiten und dritten Verbindungspunkten; wobei eineverstärkteAusgangssignalspannung, welche von dem Differenzverstärker erzeugtwird, einem Tiefpaßfilternach Anspruch 1 zugeführtwird, um hierdurch Änderungeneines auf die Membran aufgebrachten Drucks zu erkennen.
    类似技术:
    公开号 | 公开日 | 专利标题
    US9188491B2|2015-11-17|Semiconductor device including a temperature sensor circuit
    US9337722B2|2016-05-10|Fast power-up bias voltage circuit
    US6906524B2|2005-06-14|Electronic circuit for ion sensor
    EP0338122B1|1993-03-10|Integrierte Halbleiterschaltung mit einem Magnetfeldsensor aus Halbleitermaterial
    US4806846A|1989-02-21|High accuracy direct reading capacitance-to-voltage converter
    KR0128731B1|1998-04-22|차동 증폭기와 전류 감지 회로 및 직접 회로
    US6737905B1|2004-05-18|Clamp circuit
    DE4300984B4|2005-06-30|Bootstrap-MOSFET-Abtastschaltstufe
    US7812661B2|2010-10-12|Electronic system capable of compensating process, voltage and temperature effects
    US10823774B2|2020-11-03|Sensor arrangement with a capacitive sensor and method for generating an amplified sensor signal with a capacitive sensor
    EP0419093B1|1994-01-05|Strommessschaltung
    KR100453971B1|2004-10-20|적분형 용량-전압 변환장치
    US20120146726A1|2012-06-14|Circuit and method for sensing a capacitance
    JP2593253B2|1997-03-26|電流測定回路
    TWI357501B|2012-02-01|Evaluation circuit for capacitance and method ther
    EP1500940B1|2014-03-05|Verfahren zum Auswerten einer Messkapazität
    US20060038561A1|2006-02-23|Magnetic sensor
    EP0030824B1|1987-06-24|Integrator mit geschaltetem Kondensator und seine Verwendung in einem Filter
    US5554951A|1996-09-10|Signal conditioning apparatus and method exhibiting accurate input impedance and gain characteristics over common mode range and operational environments
    US8232813B2|2012-07-31|Sensor circuits
    US6889544B2|2005-05-10|Thermal type flow rate detector
    US7112987B2|2006-09-26|Semiconductor sensor with a field-effect transistor
    CN100578596C|2010-01-06|驱动电路、操作状态检测电路和显示装置
    US7663379B2|2010-02-16|Capacitance-to-voltage conversion method and apparatus
    US4441080A|1984-04-03|Amplifier with controlled gain
    同族专利:
    公开号 | 公开日
    FR2852166A1|2004-09-10|
    JP2004289802A|2004-10-14|
    DE102004010356B4|2014-03-27|
    US7049883B2|2006-05-23|
    US20040174209A1|2004-09-09|
    FR2852166B1|2006-03-24|
    引用文献:
    公开号 | 申请日 | 公开日 | 申请人 | 专利标题
    法律状态:
    2010-06-17| 8110| Request for examination paragraph 44|
    2012-08-29| R016| Response to examination communication|
    2013-10-21| R016| Response to examination communication|
    2013-11-25| R018| Grant decision by examination section/examining division|
    2014-12-30| R020| Patent grant now final|
    2015-03-26| R020| Patent grant now final|Effective date: 20141230 |
    优先权:
    申请号 | 申请日 | 专利标题
    [返回顶部]